This article has only been partially translated into English.

08-oct-2020 Update.


AMPLEON has acquired NXP. Note the production date: 1608 (August 2016).



If you are planning to DIY a PA with these LDMOSFETs, read the following advice first:

 1. Constructing a 9-band HF amplifier with tubes or transistors is no easy job. Many have started that kind of amplifier and stopped prematurely and are selling the leftovers through eBay.
 2. A BLF188XR transistor is not as robust as the manufacturer claims, especially when experimenting with it. Together with two other enthusiasts, we have a proven experience in building, modifying or repair   tubes and transistor amplifiers. Despite all caution, multiple FETs failed each of us. Unfortunately, it was not always clear why a FET died. A very unsatisfactory experience!
 3. Unlike a BLF188XR, a MRF6VP61K25H has no built-in input circuit, so we switched to this type.
 4. Book in advance, in consultation with xyl or leave her in blissful ignorance, some pecunia for a second or more FETs!
 5. If you are not an experienced DIY-er or technician, purchase a ready-made “palette” where you can add
step by step
other (protection) systems.
 6. If necessary, build a palette literally, such as that of W6PQL or others. 
In our experience it is not certain that the same result will be achieved. 
 7. Start with a 40 to 45 Volt or an even lower voltage.
 8. Limit during tests the current to 25 Amps.
 9. Provide a stable fixed bias voltage.

10. Do not use (fig») a drain-to-gate feedback, that will introduce instability at some frequencies. The cure is worse than the disease.
11. Keep the distance from the drain to the output network (transformer or transmission line circuit) as short as possible.
12. Use a copper plate at least 10 mm thick as a “pad” between the FET and a sufficiently large heatsink.
13. Use ferrite core material whose provenance is reliable and not something without a guarantee from a flea market or an eBay provider. Check whether the properties of the cores used are the same, because that turns out to be disappointing in practice! Mix 43 material seems to be the most suitable.
14. Further promote symmetry by using coaxial cables of equal length.
15. Prevent sparking, such as that occurs if the power supply is accidentally disconnected while there is still control. Due to the back EMF of the transformer , the voltage at the drains becomes so high that they fail.
16. Preferably use a low pass filter (LPF) for each band.
17. Make sure that the correct LPF is always switched on for a band.
18. Maintain sufficient distance between the print tracks and to drain and ground; minimum 2 mm.
19. The cleanest signal with one FET is obtained with a transmission power of 600 to 800 Watt.
20. If you want 1 kW or more power, construct PA with 2 × BLF188XR or MRF6VP61K25H.
21. NOTE: You will only achieve the same designers result, author or seller if you install the same components and exactly duplicate the construction method!


All systems have a low SWR up to 30 MHz. In simulations, No 2, No3 and No 4 appear to be most suitable up to 52 MHz. For DIY, No 3 and No 4 seems to be the easiest to assemble.







You can see in the shopping list that DIY is quite expensive. I already paid less than usual for the top six amounts, because the Internet searched for the most favorable price including shipping. The control board or a similar design can be made yourself, but someone offered the new and complete set of W6PQL at a reasonable price. That was a great opportunity to put the system to the test.

Much of the stuff with a question mark has ended up in the junk box as stock over the years. They did cost money for a lower price or by taking advantage of offers or bought cheaply at a flea market.

By means of the list and what you already have, you can estimate for yourself what the total costs of a home brew device will be. Not everyone will be willing to pay for it, but keep the following in mind:


Self-building provides a lot of satisfying and the experience and knowledge that one obtains, cannot be gained with a training in a classroom. A course is not cheap and takes a lot of free time.








Usually an attenuator of 15 - 20 dB is mounted at the input of these LDMOS amplifiers. That is why the idea arose to apply the attenuation directly at the gates so that a 4: 1 or 9: 1 transformer at the input is unnecessary. The 50 Ohm resistors have been chosen because they are easy to obtain in the form of TO-220 chip types. With this value the calculated SWR at the input becomes approximately SWR = 1. Advantage is that there is no frequency dependence with 4: 1 and 9: 1 transformers.
It turns out that for example MOUSER can supply power-film CADDOCK resistors of 3.3 Ohm and 25 Ohm of the type shown.

This simplifies the circuit even more.
According to the specifications a 680 pF capacitors simulate the input capacitance of the gates at 1 MHz.
The gates are loaded with 20 Ohm // 6.6 Ohm = 4.96 Ohm. So the choke balun is connected with 25 + 4.96 + 25 = 54.96 Ohm and that becomes SWR = 1.099.
To prevent any floating gates, a 1k resistor to ground has been installed for each gate.
With the 30 pF trimmer and the 20 nH coil, the SWR at higher frequencies can be improved.
PD0EEA has taken the trouble to simulate the idea with a circuit built on a PCB. The result is shown in the images below.

Whether it works good in practice remains to be tested. PA3GZK will also test the system in his amplifier that has been working well for over a year with an MRFE6VP61K25.
You can see some preliminary designs and it is possible that an extra attenuator is needed at the input.
Another idea came up in the form of SWR protection. If the SWR at the output of the amplifier is too high, a fast acting relay or semiconductors short the gates. The transmitter does not notice this because it remains loaded with 50 Ohm. It will be clear that the proper functioning has yet to be tested.

A number of simulations to determine whether the idea is feasible.

Input system.

Just put together a haystack circuit. Capacitors of 680 pF were not found as quickly and therefore 820 pF was used. Not a bad result with a SWR <1.3 from 1.8 - 100 MHz!
The 50 Ohm coaxial resistors in metal casing are 10 W/>1 GHz. The brown resistors are metal film of 3.3 Ohm and 22 Ohm

For transformer T it is important that the three turns of the output have a large diameter and this is achieved by connecting as many thin insulated wires in parallel as possible.


The best sine shape of the transmitted signal is obtained by feeding the drains via L: a bifilar winding on an approximately 5 cm long ferrite rod.
For transformer T it is important that the three turns of the output have a large diameter and this is achieved by connecting as many thin insulated wires in parallel as possible.




A solid coupling between the primary and secondary side of output transformer ensures that the transmission becomes more broadband. In my experience it is achieved, among other things, by using the shielding of coax cable as the primary winding. You can see the principle in the diagram opposite. I have tried the system before, but has now been taken up again to make sure that previous findings were correct.
Experiments have been done with 17, 25 and 50 Ohm coaxial cable, but the difference is not that great. Given the thicker inner wire of 25 Ohm coaxial cable, one could prefer that type.


  Little difference whether it is made with 25 Ohm or 50 Ohm coax or if two separate cores are used.

I have also been busy testing the output system at the drains. SWR = 1.7 is still acceptable if you want to add 50 MHz and the graph is almost symmetrical. If you don't want that band, the SWR will be better from 1.8 - 30 MHz. There is little difference whether it is made with 25 Ohm or 50 Ohm coax or if two separate cores are used.


Also a test was done with 17 Ohm coax and by adding an extra coil just before the choke balun a high-pass filter was made which brought the SWR down to around 10 m.




PD0EEA built and tested the system with coaxial cable Andrew 1/2 Inch FSJ-4RN-50B or Cell Flex SCF-1.2 50J that is often used as a jumper in GSM site construction. It can be offered regularly on radio markets.
The thick inner wire will be a good conductor when working with a lot of power.
The coax cable fits well in mix 43 oval ring beads.

With this system it appears that from 1.8 - 50 MHz the SWR is <1.3. Not much different from the previous tests with thinner coax cable and different ferrite mixes.




The continued experiments provided a good opportunity to put a ready-made system from a Russian seller back on the rack.


The showed output system from a Russian vender was purchased to experiment with it, partly because PA3GZK had obtained something similar earlier. He experienced that the ferrite beads or toroid cores became red-hot when working with some power. Because the pictured model looked different from his one, it was ordered. After inspection I had my doubts about the long connections on the PCB between the two
1 : 9 transmission line transformers. Therefore, the illustrated test was performed. Coincidentally, a Polish radio amateur reported by email that he was experiencing problems with the same exit system from Russia. He wrote:

# I made this amplifier based on EB104 board. The amplifier on some frequencies is excited/coupled. High output power occurs and SWR protection and power input are activated. I can not cope with these phenomena. Interestingly, if the ATU transmitter (IC746) is engaged, the problem is much smaller. Perhaps the amplifier has too much gain. The layout I showed on the attached pictures and diagram. Perhaps it would be necessary to perform feedback that was in previous versions. There is also no resistor on the output of the input transformer. Maybe there are too small capacitance between gates and gnd. The amplifier has a large SWR protection and a high level input protection. The amplifier works with LPF filters according to DN-Radio. At the input is attenuator -7dB and additionally about 4dB on PA board. All measurements are made by the microcontroller. #

According to my SWR test, this ready-made Russian system would only be suitable for 40 - 160 m and at the higher frequencies the FET sees a considerable mismatch, even with an inductive 50 Ohm load! Let alone if there is an LPF behind it that is not fully tuned to the desired amateur band. It will be clear that without further research I will not be equipping my precious FET with this board. Incidentally, this is still offered via eBay. Look before you leap.



I changed the purchased system from a transmission line transformer to the method shown earlier. The test shows that this change benefits an improved SWR. Only at about 30 MHz was an increased SWR. This could be improved by installing a high-pass filter between the transformer and the subsequent choke balun/line insulator or between choke balun and output plug. The latter provides a better mean SWR. The 630 pF stamp trimmer had to be lowered to 510 pF to obtain the displayed graph.
All original components have been used and nothing of
the print tracks needs to be changed. It is a matter of relocating components for the changed circuit. Only the high pass filter will not fit on it,  unless you are going to use print tracks differently. Buyers can now probably use their disappointing purchase.


With both BLF188XR and MRFE6VP61K25T this design has worked well up to 30 MHz since a few years.



For the time being the article will not be further translated because if you take note of the above you will have sufficient information if you study the following images and diagrams.






Interessante neuwe RF power LDMOS FETs!

Met de ongeveer 400 pF gate capaciteit van MRF300AN & MRF300BN zijn ze "gemakkelijk" aan te sturen. Rendement in CW is tussen de 75 en 80 %.
De AN en BN versie hebben de poten van elkaar in spiegelbeeld, mooi om de Gates en de Drains aan de binnen of buitenkant te houden.
Bij Mouser zijn ze ongeveer 35 Euro per stuk. Op de Chinese site iets van 17 Euro. Het lijkt verstandig om eerst met Europese versies te testen alvorens Chinese te bestellen!







De draad is weer opgepakt en vooral PA3GZK heeft veel praktisch werk gedaan.
Er zijn met 1 of 2 BLF188XR FET's 7 testen uitgevoerd waarbij gekeken werd of het draincircuit het beste werkte met transmissielijn trafo's met 1 of meerdere kernen en of de uitgang het goed deed met een varkensneus trafo.

Nummer 1 was met een varkensneus trafo waarbij de wikkeling bestond uit 3 × dunne 50 Ohm coax parallel geschakeld als meervoudige draad.
Nummer 2 was met transmissielijn trafo's gemaakt met grote varkensneuzen.

Verder bleek dat tegenkoppeling het IMD gedrag niet verbeterde, zodat het maar weggelaten is.
Het een en ander heeft ertoe geleid dat het schema behoorlijk eenvoudiger geworden is met een veel beter algemeen resultaat (bij ons, hi!).

De volgende -recente ontwikkelingen- tonen de resultaten.


PA3GZK nummer 1b.


De beste nummer 1b.

Nummer 1b: Ouput 750 W; IMD 3de orde: -35 dB.

Nummer 1a.

Bij versie -1a- blijkt dat een uitgangstrafo, met een secundaire wikkeling bestaande uit meerdere draden parallel, beter werkt dan met één dikke draad. Daarom is dat bij versie -1b- uitgevoerd met 36 geïsoleerde (litze) draden die ook nog omwikkeld zijn met Teflon tape. De piek output is hetzelfde, maar het gemiddelde zendvermogen is toegenomen.
Het laatste komt hoogstwaarschijnlijk vanwege een lagere HF weerstand door de vele parallel geschakelde draden. De indruk is dat het breedbandiger werkt, maar feitelijk zal het grote effectieve opperlak (doorsnede) van de draden zorgen voor een betere koppeling met de primaire buiswinding waar de draden doorheen gaan.
De 22µH smoorspoelen voor beide drains zijn ingezet om de hoogte van de componenten te beperken, maar vooral omdat een stugge massieve daad er gemakkelijker op is aan te brengen dan op een ringkern of buiskern.

PA3GZK nummer 2: de één na beste.


PAØFRI: deze schakeling is nog niet op alle punten getest!

Een breedbandig circuit aan de ingang draagt bij aan een gelijkmatiger versterking. Daarom werd een 4 ÷ 1 transmissielijn transformator met een varkensneus toegepast. De capacitieve waarde van de gates is niet te verwaarlozen, maar de reële impedantie aan de secundaire kant van de trafo kan met een aantal weerstanden ongeveer 12.5 Ohm gemaakt worden,  zodat het aan de ingang ongeveer 50 Ohm is.
Theoretisch moet de transmissielijn met 25 Ohm coax gemaakt worden, maar gezien de relatief korte stukken coax, maakt het praktisch vrijwel niets uit dat het gedaan is met 50 Ohm coax.

Bij het experimenteren met NTC eigenschappen leek een LM317 als sensor geschikt te zijn. Toevalligergewijs leverde een bias schakeling met 1 × LM317 als stabilisator en 1 × LM317 als sensor een gestabiliseerde spanning op van 1.9 V.  Die waarde bleef constant met een voedingsspanning van 5 - 25 V. Met behulp van een potmeter kan de spanning omhoog geregeld worden.

PA3GZK's linear met 2 × BLF188XR

Hoewel er meer dan 1100 W zendvermogen uit een versterker met 2 × BLF188XR kan komen, werd dat beperkt om vervorming zo laag mogelijk te houden voor een schoon uitgezonden signaal. Bij langdure SSB uitzendingen wordt het koellok niet warmer dan 27ºC. Waarschijnlijk mede doordat de af te voeren warmte geleidelijk verdeeld wordt over twee FETs.




In het bovenstaande analysator beeld kan men zien dat deze "normale" trafo goed geschikt is voor 10 - 160 m. Voor een goede HF geleiding is de draad van de secundaire winding uitgevoerd met 3 windingen Teflon coaxkabel. De 390 pF condensator is de geschatte totale capaciteit van de FET plus extra gemonteerde condensators. Omde SWR nog lager te krijgen moest er over de uitgang een condensator aangebracht worden. De waarde daarvan is meestal 25 - 50 pF. Men kan dat optimaliseren door op de 10 m band af te regelen op maximaal zendvermogen.


De aanpassing van de FET aan een 50 Ohm belasting kan ook met 2 trafo's. Of dat beter werkt moet nog getest worden. Het probleem bij onze diverse experimentele versterkers is, dat er op de 10 m band minder vermogen uit komt. Vermoedelijk door de hogere SWR die de FET op die band ziet. Verkort men de lengte coaxkabel van de transmissielijn trafo, dan wordt dat beter, maar de output op de lagere banden keldert. Zo'n trafo is dus een compromis tussen 10 en 160 m. De extra 1 ÷ 2.25 trafo hoeft maar een lagere impedantie aan te passen en dat kan met een kortere coaxkabel, hetgeen hoop ik het breedband gedrag bevordert. Het is niet onmogelijk dat met dit systeem een mantelstroomfilter (choke balun) achter de 1 ÷ 4 trafo niet meer nodig is.



«Trafo 1

«Trafo 2

«Trafo 4

Trafo 5

Trafo 6



Trafo 3

Het beste resultaat (op de werkbank!) was met trafo's 3 en 6, maar later nog meer testen gedaan en het volgende systeem was breedbandiger.



Omdat er een relatief kort stuk coaxkabel gebruikt wordt, is er minimaal verschil of er 25 of 50 Ohm gebruikt wordt. Het is zelfs merkwaardig dat bij een transformatie van 50 naar 12.5 Ohm een 50 Ohm kabel het iets beter doet. Wel zo gemakkelijk want 50 Ohm is bij zendamateurs "standaard" aanwezig.
De ervaring is dat meetresultaten niet altijd overeenkomen als het in de PA getest wordt, maar men kan verwachten dat de trafo's 3 & 6 en ook de laatste twee het beste breedbandig gedrag vertonen. Vermoedelijk zal in plaats van type 3 het hiernaast afgebeelde systeem worden gebruikt dat overigens bijna recht was tot 70 MHz.



Het zag er in het begin "kaal" en netjes uit, maar door veelvuldig iets eruit en iets erin monteren, wordt het een "hooiberg" schakeling.


De impedantie van drain tot drain  is  alleen 50 ÷ 9 = 5.65 Ohm bij:
(1) 50V en 890W ouput

(2) 44V en 700W ouput

Met een voeding (PS) van 50 Volt was er niet veel meer output en de spanning is dan ook verlaagd naar 44 Volt.
Afgezien van aanvullende beveiligingen, gaat vooralsnog mijn voorkeur uit naar deze schakeling.

Omdat het eenvoudig is en bij alle testen een behoorlijke resultaat opleverde, toch maar weer een transmissielijn trafo voor de uitgang toegepast. Bovendien waren de Laird buiskernen niet zo geschikt als conventionele RF transformator, hetgeen al uit eerdere experimenten gebleken is.

Belangrijk voor TR2 is:

(1) Zorg dat beide coaxkabels evenlang zijn.
(2) Gebruik ferriet kernen met dezelfde eigenschappen.

Het laatste lijkt logisch, maar mijn Laird 28B1020-100 kernen van één batch hebben niet dezelfde zelfinductie als ze voorzien zijn met hetzelfde aantal windingen! PA3GZK merkte dat ook met zijn Laird's. In mijn test PA wordt ook de ene kern warmer dan de andere en dat kan 10 C° schelen. Zelfs als de aansluitingen met de drains verwisseld worden, blijft het verschil. Daarmee is een eventuele ongelijke versterking van de drains uitgesloten.
Breng per kern ten minste 5 windingen aan en meet de zelfinductie. Selecteer een paar met zo gelijk mogelijke zelfinductie.


De HF gestuurde variabele gate spanning (RF driven dynamic bias, RDDB) wordt uit het verzwakte 100 W stuursignaal gehaald. Het werkt goed met CW, maar bij SSB was de ruststroom aan het begin van een uitzending nul of te laag zodat het meer op klasse C leek en tegenstations ook onregelmatigheden hoorden. Als de FET aan het begin van een uitzending plotseling ingeschakeld wordt, heeft dat een nadelige invloed op het IMD karakter. Men ontkomt er met SSB niet aan om de FET te voorzien van een geringe vaste basis ruststroom. Met een waarde van 500 mA wordt een schoon signaal verkregen en dat is te zien in de hierna volgende afbeelding van een spectrumanalysator.

Het RDDB systeem heeft een behoorlijk compressie (of is het hier expander) effect waardoor het gemiddelde zendvermogen groter is en dat wordt ook door tegenstations gerapporteerd. Verder is bij RDDB de gemiddelde temperatuur van het het koellichaam lager dan met een vaste ruststroom van 2000 mA. De dissipatie van de FET is afgenomen terwijl de gemiddelde ouput gestegen is. Bij maximale uitsturing staat er iets meer dan 2 Volt gelijkspanning op de gates.

De vaste spanning voor de ruststroom betrek ik van de 50 V voeding en een transistor (T2) werkt als regelbare zenerdiode. Men kan ook (fig») 4 diodes in serie als "zener" gebruiken. Met de potmeter regelt men af op Idq = 500 mA. De schakeling wordt via een diode naar het "RF driven dynamic bias" systeem gevoerd om het laatste niet te verstoren. Transistor T1 sluit de schakeling kort en gaat pas door de PTT werken of als het via een ander systeem geactiveerd wordt.
Voor zover ik het nu ervaar is temperatuur stabilisatie van de 500 mA schakeling niet nodig. Bij een opgewarmde FET kroop de ruststroom  maximaal naar 600 mA.

De maximale ouput met LP-filter is op veel banden ongeveer 700 W. Dat komt onder andere door de lage impedantie waarmee de gates belast worden met 6.8 Ohm weerstanden. In serie is dat 2 × 6.8 = 13.6 Ohm en door de 4 ÷ 1 trafo aan de ingang ziet de 50× verzwakker 54.4 Ohm = SWR 1.09; de grote ingangscapaciteit van de FET is buiten beschouwing gelaten. De genoemde waarden zorgen voor een stabielere FET en voorkomen grotendeels dat de halfgeleider op een lage frequentie gaat oscilleren. Men kan ook in plaats van 6.8 Ohm twee weerstanden van 12 Ohm parallel monteren.

Een lichte terugkoppeling is gedaan met 50 Ohm weerstanden. Daardoor verminderde de ouput met ongeveer 50 W.

Waarom stuur ik met 100 W?

(1) Een transceiver heeft bij maximaal zendvermogen het beste lineaire gedrag, immers de uitgangstrafo is daarvoor berekend. Bij een lager vermogen is de eindtrap met een incorrecte impedantie belast.
(2) De set kan de PA niet oversturen of beschadigen.
(3) De set is altijd met de juiste impedantie belast.
(4) Als de PA onverhoopt mocht oscilleren, dan wordt de terugwerking op de transceiver behoorlijk verzwakt.

PA3GZK werkt ook met 500 mA ruststroom en het "RF driven dynamic bias" systeem. Dit is het beeld van zijn "schone" signaal bij 800 W.

PA3GZK's recente versterker. Alle beveiligingen zitten elders in dezelfde kast.



PI-Filter: 1.8 - 30 MHz met een viervoudige variabele (4 × 500 pF) condensator en 9 µH rolspoel; tweeknop bediening.

In plaats van de bijna standaard omschakelbare vaste LP-filters kan men ook een instelbaar pi-filter toepassen. Sommigen hebben daar problemen mee gehad zoals een defecte FET. Dat kan veroorzaakt zijn door een verkeerde afstemprocedure. Men probeert om met de SWR-meter tussen de PA en filter af te regelen op SWR = 1. Dat lukt meestal niet omdat de SWR-meter door de harmonischen uit de PA een verkeerd beeld geeft en zelden SWR = 1 zal aanwijzen. Men draait aan de knoppen en SWR = 1 lukt maar niet. Hier gaat het met vol vermogen dan vaak mis. De juiste methode is eerst met behulp van transceiver en 50 Ohm dummyload het filter op de desbetreffende band afregelen op SWR = 1. Daarna sluit men de PA in de juiste volgorde aan. Het is eventueel mogelijk om er nog iets meer uit te halen door met 10% minder vermogen voorzichtig af te regelen op maximum output en niet op minimum SWR. Vervolgens kan het volle vermogen erop. Het kan zijn dat de SWR tussen PA en LPF daarbij iets groter wordt, maar de power-meter tussen het filter en de belasting (antenne) geeft meer aan. Met een afstembaar pi-filter levert mijn test PA meer output op diverse banden dan een vast LPF filter.

Het boven afgebeelde variabele pi-filter is met twee knoppen geschikt voor 3.5 - 30 MHz. Door nog twee extra vaste condensators parallel te schakelen, kan ook de 160 m band afgestemd worden. Het valt op dat in tegenstelling tot vaste LP-filters waarbij één filter voor meerdere banden gebruikt wordt, dit niet geldt voor het afstembare filter. Alléén de aanpassing voor de 20m-band blijkt ook geschikt te zijn voor de 30m-band. Iedere andere band moet apart in resonantie gebracht worden.


In veel gepubliceerde ontwerpen worden voor smoorspoel TR4 Laird buiskernen gebruikt met 3 à 5 windingen. Aanvankelijk deed ik dat ook, maar bij mij worden gedurende vele testen de kernen met 800 W ouput behoorlijk heet, vooral op 160 m.  Aanvankelijk monteerde ik 1 × FT240-43. Ik vraag mij af of de ontwerpers wel eens aan de kernen gevoeld of de temperatuur gemeten hebben. Omdat PA3GZK hoofdzakelijk niet te lange verbindingen met SSB maakt, had hij geen last van een te hete smoorspoel. Om het experiment compleet te maken deed hij een 5 minuten test met 1000 W zendvermogen; de Laird smoorspoelkern werd meer dan 65C° heet! Zijn "choke balun" bestaat nu uit  twee op elkaar gelijmde FT240-43 ringkernen met 3 windingen 50 Ohm coaxkabel.
Bijkomend voordeel: met deze relatief grote ringkernen is het geen probleem om ook stijfe Teflon geïsoleerde coaxkabel aan te brengen!

Die test met 2 × FT240-43 deed ik daarna ook, maar de kernen werden naar mijn smaak toch nog te warm of heet. Omdat er vanwege vorige experimenten nog een "kingsize" varkensneus met vier pijpjes van mix 61 ferriet was, werd dat als mantelstroomfilter aangewend. Dit systeem bleef het koudst van alles. Vervolgens werden de mix 61 types vervangen door 4 × Laird 28B1020-100 buiskernen en dat systeem bleek ook redelijk koud te blijven. Door de verhoogde zelfinductie (van TR4) was er in mijn PA iets meer output op 160 en 80 m en verder werden de kernen van de transmissielijntrafo TR2 niet meer zo warm als voorheen.

Deze bevindingen leiden tot de conclusie dat de zelfinductie van dergelijke smoorspoelen in veel  gepubliceerde ontwerpen waarschijnlijk niet groot genoeg is.

Als men hoofdzakelijk met SSB werkt, zal de opwarming van de kernen niet zo extreem zijn, maar tijdens experimenten met maximaal draaggolf zendvermogen kan het niet genegeerd worden. Wij beide experimenteerders houden het dan liever op zeker. 




Dit project is voornamelijk een samenwerkingsverband tussen PA3GZK en mij (PAØFRI). Feitelijk is de eerste ermee begonnen. Na lang aandringen heeft mij overgehaald om, ondanks mijn negatieve ervaring met transistor HF versterkers,  toch mee te experimenteren. Het zal duidelijk zijn dat er dikwijls over spontane ideeën van gedachten gewisseld wordt, om het daarna uitgebreid in de parktijk te testen. Het eindresultaat van beide versterkers zal grotendeels hetzelfde zijn, maar met kleine individuele verschillen.

Inmiddels weten wij dat er behoorlijk wat belangstellenden zijn die dit experiment volgen. Zij werden enigszins afgeschrikt door onze gesneuvelde transistors en gaan pas (na)bouwen) als onze PA's het goed en veilig doen! 


Een BLF188XR is niet zo robuust als You Tube filmpjes doen geloven. Het is spectaculair, maar we laten ons niet bedotten. Bedenk dat de getoonde testen gedaan worden in impuls bedrijf met geen of een zeer kleine ruststroom op één VHF band. De FET is slechts korstondig in geleiding en dat is voor ons zendamateurs geen reëele voorstelling. Het is net zoiets als met je vinger een hete plaat aantikken. Als het snel genoeg gebeurt, zal een vinger na een reeks herhalingen niet verbranden.

Misschien is "indestructible" grotendeels waar in een afgebouwde HF versterker met de nodige beveiligingen. De praktijk is echter anders, want ondanks mijn ervaring en dat van drie andere amateurs met het bouwen van HF lineaire versterkers, hebben veel FETs het loodje gelegd. Vaak zelfs zonder een duidelijke oorzaak, maar ook door eigen fouten. Hiernaast ziet u de slachtoffers van mijn "experimenten". Commentaar van mijn xyl: "Ach ieder hobby kost geld"!

Een Duitse amateur gaf toe dat vier BLF188XR's niet meer werkten en hij daarom maar  een complete versterker met aangeschafte kant en klare printen had gebouwd.

Het is opvallende dat NXP in eerste instantie op internet in hun data sheets alleen VHF (108 MHz) en UHF toepassingen voor een BLF188XR publiceerden. Toen in een later stadium door amateurs en sommige fabrikanten HF versterkers het licht zagen, werd in de data sheets ook 2 - 30 MHz opgenomen, maar een betrouwbaar HF ontwerp hebben ze zelf nog steeds niet gepubliceerd!

Er wordt in de informatie ook niets over SSB of lineair bedrijf geschreven, maar onder andere FM en CW genoemd. Het is niet zo vreemd als men dan ervan uit kan gaan dat de FET niet specifiek voor lineair bedrijf ontworpen is. Verder zal het interne compensatiesyteem van de Gate's vermoedelijk ge-optimaliseerd zijn voor VHF/UHF en dat is misschien de oorzaak van de door ons ondervonden problemen met HF.  Het is niet ondenkbaar dat bij voorbeeld tijdens een geringe HF misaanpassing het (VHF/UHF?) compensatiesysteem de geest geeft! 


Het schoonste signaal heeft men met maximaal 500 à 600 zendvermogen en filtering met een laag-doorlaat-filter (LPF). Wil men meer ouput, dan is het beter om een PA te maken met 2 × BLF188XR. Het is mij opgevallen dat fabrikanten van HF versterkers met deze FET of een vergelijkbaar type er ook twee monteren om aan 1kW zendvermogen te komen.

Wij beiden (PA3GZK en PAØFRI) streven niet naar zoveel mogelijk vermogen maar naar een schoon signaal. Als men de output van een 100 W set vermindert, blijkt dat het IMD gedrag slechter wordt. Dat is het gevolg van een misaanpassing van de ingebouwde transistor versterker. Immers de HF trafo van de versterker is berekend voor 50 Ohm bij maximaal 100 W output. Bij een lager vermogen ontstaat een misaanpassing waardoor het IMD gedrag slechter wordt.

Bij ons wordt 100 W uit een set door middel van verzwakkers gereduceerd tot een geschikt niveau voor de BLF188 versterker. Bijkomend voordeel is dat de stuurzender altijd met 50 Ohm belast is. Als men over een QRP transceiver beschikt, dan is er geen of maar weinig verzwakking nodig.  Verder is toch maar weer HF tegenkoppeling aangebracht voor nog minder vervorming.

Één punt is opmerkelijk: bij alle experimenten met allerlei systemen om de FET aan of uit te sturen, was er op de 40 m band minder stuurvermogen nodig. Een plausibele verklaring ontbreekt nog, maar het kan een specifieke eigenschap van deze transistor zijn. Zou NXP daar weet van hebben?

Een zo schoon mogelijk signaal met 500 à 600 W zendvermogen en RF tegenkoppeling.

Omdat er al experimenterend nog steeds gestreefd wordt naar een voor ons "ideaal" ontwerp, verschijnen regelmatig updates van een schema.

Home made return loss bridge.

De SWR moet u zien in het kader van mijn zelf gemaakte redelijk goed werkende Return Loss Bride (RLB).

Dan blijkt dat de onderstaande trafo over het hele bereik vrijwel SWR = 1.1 is.


Op de meetplaats had dit systeem de laagste SWR op alle HF banden. Of het in de versterker net zo goed werkt, moet nog blijken.

Het systeem gemaakt met 17 Ohm coaxkabel deed het iets minder goed dan het exemplaar met 25 Ohm kabel. Dat is gunstig, want bij gebrek aan 25 Ohm coax kan men twee stukken van 50 Ohm coax parallel schakelen.


Het verlengen van de afstand tot de trafo verslechtert onmiddellijk de SWR naarmate de frequentie hoger wordt.

Het is dus uiterst belangrijk dat bij montage de aansluiting met de trafo zo dicht mogelijk bij of beter direct aan de drains gemonteerd wordt!

 De impedantie van drain tot drain  is  alleen 50 ÷ 9 = 5.65 Ohm bij:

(1) 50V en 890W ouput
(2) 44V en 700W ouput
(3) 41V en 600W ouput
(4) 37.5V en 500W ouput
(5) 33.5V en 400W ouput

 De impedantie van drain tot drain  is  alleen 50 ÷ 4 = 12.5 Ohm bij:
50V en 400W ouput

Het vervelende is dat NXP/AMPLEON alleen informatie geeft over het gedrag bij 108 MHz, zodat bovenstaande gegevens als verwachting beschouwd moeten worden.

Verder is de capaciteit van de drain een paracitair element parallel aan de drain en het gevolg is dat de effectieve impedantie van de drain afneemt naarmate de frequentie hoger wordt. Daardoor neemt de versterking af en gaat het rendement omlaag.


  Verdere ontwikkelingen (nog niet volledig getest!) met "RF driven bias".

Omdat 25 Ohm coaxkabel voor Tr2 gebruikt wordt, kan men choke balun Tr4 evengoed daarmee uitrusten. Het gaat om 2 ferriet pijpjes met elk 3 windingen 25 Ohm coax. Aan het begin en het eind worden de afschermingen aan elkaar verbonden om een impedantie van 50 Ohm te verkrijgen. Ik denk eigenlijk dat met dit systeem de uitgang nog beter symmetrisch wordt. Er is nog een voordeel, want de binnenkern van 25 Ohm coax is veel dikker dan dat van 50 Ohm coax.



Een aantal van de geteste schakelingen, maar het systeem in het vorige schema werkt tot nu toe het beste.

Een ander idee dat ik in een paar van mijn buizen PA's heb toegepast, is de spanning voor de ruststroom uit het HF stuursignaal te betrekken. Het principe en de schakelingen nog in ontwikkeling ziet u hierboven. Zonder signaal is de FET "dicht" zodat  de gemiddelde dissipatie sterk vermindert. De vier diodes in serie bij de tweede schakeling werken als zenerdiode, zodat de bias spanning goed begrensd wordt. Als men de diodes in thermisch contact met het koelblok dicht bij de FET monteert, werken ze ook als thermische sensor.

Het schijnt verder dat de versterker nog beter lineair is met een ruststroom van 3 Amp. Men zou de schakeling zodanig kunnen instellen dat met spraakpieken de rustroom maximaal 3 A wordt. Hoe meer men in de microfoon "blèrt" hoe volmaakter het signaal wordt. Als de tweede schakeling getest wordt in mijn opstelling met een defecte BLF188XR als belasting, dan is de gatespanning bij spraakpieken iets meer dan 3 V. Dat lijkt mij niet verkeerd voor een toenemend lineair gedrag naarmate de sturing oploopt.



Output transmissielijn trafo en balun op één  ringkern.

Er wordt nogmaals getest of een FT240-43 ringkern geschikt is als trafo voor de uitgang. Één van de redenen is dat dit type ringkern bij amateurs ruime toepassing vindt en bovendien redelijk goed door de handel aangeboden wordt. Op de ringkern zijn 2 × 4 windingen 25 Ohm coax aangebracht voor de 1 ÷ 9 impedantietrafo. Verder nog 2 × 4 windingen 25 Ohm coax voor de 1 ÷ 1 balun. Bij de laatste zijn aan de uiteinden de afschermingen met elkaar verbonden om een impedantie van 50 Ohm te verkrijgen.


De test werd gedaan met 50 Ohm coax.

Bij een "gewone" 1 ÷ 9 impedantie trafo met primair 1 winding en secundair 3 windingen, is de koppeling tussen beide belangrijk voor een zo breed mogelijk frequentiebereik. Het primaire deel bestaat gewoonlijk uit twee koperen of messing buisjes die aan de secundaire kant doorverbonden zijn. Het is mij opgevallen dat de koppeling van de buisjes met de 3 windingen toch niet zo stevig is als men denkt. Daarom werden de buisjes vervangen door twee in serie geschakelde coaxkabels als primaire winding. De binnenkern samen met twee extra draden vormen de 3 secundaire windingen. Beide trafo's  werden met dezelfde belasting vergeleken door middel van een spectrumanlysator. De voorlopige conclusie is dat het systeem met de coaxkabel beter is. 

Deze test werd gedaan met 25 Ohm coax omdat de binnenader dikker is dan dat van de 50 Ohm coax.

Omdat er gestreefd wordt naar een zo eenvoudig mogelijke schakeling van de versterker en ik geen belangstelling heb voor meer vermogen op de 50 MHz band, is het niet onmogelijk dat deze trafo toegepast wordt.


Er kunnen drie systemen («fig) gebruikt worden voor de input transformator.

Bij het eerste systeem is de secundaire winding uitgevoerd met twee messing of koperen pijpjes die aan één kant doorverbonden zijn. De primaire winding wordt door de pijpjes gevoerd, waardoor een stevige koppeling onstaat tussen in en uitgang. Echter een gedeelte van de primaire winding wordt niet afgedekt door de secundaire winding en dat kan minder sturing op de hogere amateurbanden tot gevolg hebben. Ik vermoed door een toename van de SWR op die banden.

Bij de systeem 2 en 3 wordt de primaire winding gedeeltelijk of volledig door de secundaire kant afgeschermd. Het is niet onmogelijk dat ik de bedenker ben van systeem 3, want als zodanig is het momenteel in 2016 (nog) niet op het Internet aangetroffen.


Toevallig vond ik op zolder een oude ballpoint met een messing vulling. Helaas is dat tegenwoordig van kunststof. Met het messing pijpje kon voor Tr1 de secundaire winding gemaakt worden.



Ook hier is het bekende varkensneusje BN-43-202 van Amidon (Micro Metals) gebruikt. Het is belangrijk dat er een stevige koppeling bestaat tussen de primaire en secundaire winding. Mijn proeven hebben uitgewezen dat er groot verschil is of men de windingen alleen met draad aanbrengt of een betere methode van koppeling aanbrengt.  Bij dit systeem wordt van een coaxkabel de afscherming gedeeltelijk verwijderd en afscherming is dan één winding. De gedeeltelijk "kale" binnenader wordt verder aangebracht als twee windingen voor de primaire kant.

De tekening moet het een en ander verduidelijken.  Door de betere koppeling was het verschil met het "alleen draad" systeem toch merkbaar. Niet spectaculair maar toch, want de ouput op alle banden kwam iets dichter bij elkaar te liggen. 

PA3GZK verving de BN-43-202 door (fig») twee buiskernen van Laird type  28B0375-300 en verkreeg daarmee aan de ingang een breedbandiger circuit.


Omdat er later een "varkensneusblok" type BN-43-33122 aangeschaft werd, is er verder met de ingangstrafo geëxperimenteerd. Voor deze varkensneus werd van een RG58 coaxkabel de buitenmantel verwijderd en als afscherming en tevens secundaire winding gebruikt. De twee primaire windingen werden, zonder de afscherming in tweeën te delen, door de afscherming gevoerd. Het is even een gepruts om dat voor elklaar te krijgen, maar daarmee wordt de primaire winding die buiten de varkensneus uitsteekt ook afgeschermd. Dat draagt bij aan een de breedbandig gedrag! Merk op dat alle aansluitingen nu aan één kant zitten.

Het beste breedband resultaat is met een "systeem 3" transformator.

De drie afgebeelde 1 ÷ 4 trafo's werden om de beurt belast met 12 Ohm en de SWR gemeten met een spectrumanalysator. Om van 1.8 - 30 MHz een zo gelijmatig mogelijke SWR te verkrijgen,  was het nodig om een 150 pF condensator parallel aan de weerstand te monteren. Van de drie trafo's bleek het systeem 3 met type BN-43-33122 het meest breedbandig te zijn en dat is in bovenstaande afbeelding weergegeven.


Er werden veel uitgangstrafo's getest met diverse soorten ferriet en coaxkabels, maar altijd was het zendvermogen boven de 24 MHz minder door een SWR>3. Bij mijn metingen werd één condensator of mica trimmer parallel aan de 5.6 Ohm weerstand gemonteerd. Toen al experimenterend meerdere condenstors parallel geschakeld werden, ging de SWR boven 24 MHz ineens omlaag! Kennelijk is de totale zelfinductie van de condensators parallel zodanig gedaald, dat het de geleiding voor de hogere HF banden verbetert.  Deze "ontdekking" werd onmiddellijk getest met twee verschillende systemen voor de uitgangstrafo en hieronder kan men zien dat de SWR in het hogere HF segment verbeterd is en de soort HF trafo niet zoveel uitmaakt.

Conclusie: monteer in plaats van één condensator van grote capciteit, meerdere condensators van lagere capaciteit parallel over de drains!

Zo zag het er meestal uit met één condensator of (fig») mica trimmer.

Qua SWR niet zoveel verschil tussen  bovenstaande systemen.

Slechts een gedeelte van alle gemeten trafo's.

Inplaats van deze uitgangstransformator werkt het onderstaande systeem net zo goed.


Systeem zonder koperen pijpjes door de ferriet kernen.

Zonder het nodige mechanische werk is dit systeem voor nabouwers goed te doen. Een verder voordeel is dat alle drie windingen volledig afgeschermd zijn en de onderlinge koppeling steviger is. 

Omdat de aanvankelijk gebruikte Laird buiskernen niet geschikt leken te zijn voor de hierboven afgebeelde impedantie transformators, werden kernen besteld van mix #61 materiaal, zodat PA3GZK er drie trafo's mee kon maken. Een schakeling wordt met zo'n varkensneus systeem eenvoudiger dan met een transmissielijn transformator. De secundaire winding is met 50 Ohm coaxkabel uitgevoerd om een dikke geleider te verkrijgen.  Daartoe werden de afscherming en binnenader met elkaar verbonden. Bij testen bleek dat de diameter van de winding toch belangrijk is voor de output en met een dikkere geleider nog een winst van ongeveer 100 W zendvermogen bereikt kan worden. PA3HBT heeft onlangss één van de transformators in zijn versterker gemonteerd en het resultaat is in de tabel afgebeeld. Het vermogen is gemeten tussen dummy load en low-pass-filter (LPF). 




Het laatste is van een Sailor Marine set en de hogere harmonischen worden met een hoog-doorlaat-filter (HPF) naar een weerstand afgevoerd. De afbeelding is slechts één van de LPF's en dient om het principe te laten zien. Bij twee van de experimenteerders werden de weerstanden heet als Laird ferriet kernen gemonteerd waren.  Een teken dat daarmee veel harmonischen geproduceerd werden. Het merkwaardige is nu dat met het mix #61 type de weerstanden per band vijwel niet in temperatuur stegen, zodat er kennelijk veel minder harmonischen in de weerstand weggewerkt hoeven te worden. Verder in dit artikel kan men dit zelf vaststellen bij het vergelijken van de spectrum analysator beelden tussen zendvermogen met mix #61 ferriet en met Laird ferriet.

Er werden weer een paar BLF188XR's aangeschaft en PA3GZK plaatste FET en de afgebeelde trafo in zijn versterker. Het resultaat komt grotendeels overeen met dat van PA3HBT. De laatste heeft in zijn versterker een Freescale MRFE6VP61K25HR5 FET.



PA3GZK's BLF188XR HF versterker ingebouwd in het karkas van een Sailor Marine zender met nog aanwezige LPF.

Ook het midden van de FET wordt zo goed mogelijk aangedrukt door middel van afgeknipte en gelijmde hittebestendige #O# ringen.

De warmte productie met een 600 W draaggolf gedurende 5 minuten. Het opzetstuk is 43.6ºC.

Tussen de onderkant van het aandrukblok op de FET zitten drie zwarte gelijmde stukken afgeknipte #O#ringen van een hittebestendige soort. Deze verende methode op de kunststof bovenkant is naar onze mening de beste manier om de transistor zo volledig mogelijk contact te laten maken met de Cu onderplaat, zodat optimale warmte geleiding plaats vindt.

Om een defecte halfgeleider gemakkelijker te kunnen vervangen zijn de lippen van de FET met stroken bladkoper aan de rest van de componenten verbonden.  Door het aanbrengen van boogjes, hoeft men alleen met een soldeerbout de strook te verwarmen en met een dunne schroevendraaier op te lichten, zodat de strook los komt van de rest. Op deze manier hoeft men niet aan de FET zelf te solderen. De boogjes vangen ook het uitzetten en inkrimpen van de lippen op. De strookjes zijn ook aangebracht over de lippen van de source om de verbinding met de printplaaten kort en goed geleidend te maken.


Aangedreven met een tweetonen signaal en bij 650 W output is de 3de Orde IMD = -41,58 dBm, dat is beter dan een gemiddelde PA met buizen! 

Het volgende stond als commentaar bij een artikel op  het Internet:

"IMD figures? It is amazing just about all the solid state amplifier construction pages never list IMD."

Harmonischen output met LPF. 

Onderdrukking: Center Freq (CF) - 2de Harmonische = -49.03 dBm; CF - 3de Hermonische = -44.19 dBm

Met LPF onderdrukking: CF - 2de Harmonische = -33.9 dBm; CF - 3de Hermonische = -34.4 dBm

Deze grafiek staat op een site van een bekende Amerikaan die met Laird buiskernen aan de uitgang van de FET werkt. Onze ervaring is dat met de Laird's veel meer harmonischen ontstaan dan met #61 ferriet en dat is duidelijk in de grafiek te zien als men het vergelijkt met het beeld erboven.

Harmonischen output zonder LPF.


Dit schema is inmiddels achterhaald.

Als mijn vrijetijd het toelaat zal verder gegaan worden met het hierboven afgebeelde schema. De sensor is een ondersteboven gemonteerde SD335/BD135 transistor, basis en collector zijn met elkaar verbonden. Het is dan een "super" diode, maar het is alleen gebruikt om een gemakkelijke montage mogelijk te maken. De bovenkant (met opdruk) komt dus op het drukblok of dicht bij de FET en bij de montage wordt tussen schroef en transistor een isolatieplaatje gebruikt.

Terugkoppeling is niet toegepast omdat er bij verminderd zendvermogen geen voordeel mee te behalen is. Bovendien kan er, als er iets fout gaat, op de gate een te grote spanning van de drain komen. Met terugkoppeling wordt de ingang van de FET breedbandiger en harmonischen worden gereduceerd. Hetzelfde wordt bereikt met de 33 Ohm weerstand over de gates en de lagere (≈ 800 W) output. 

De 1N4148 diodes bij de gates dienen als bescherming tegen te grote HF of DC spanning. Er moet nog getest worden of het als zodanig werkt en hoeveel diodes er in serie nodig zijn.


De eettafel voor onbepaalde tijd bezet als werktafel omdat het in de shack een zooitje was.





Deze power mosfet is niet goedkoop en het loont de moeite om op Internet een betrouwbare en billijke aanbieding te vinden. Tijdens mijn zoektocht bleek dat in Roemenië iemand met een positieve internationale beoordeling er al veel geleverd had. Het prijsverschil, inclusief verzending, met de goedkoopste Nederlandse leverancier was ongeveer € 40,00 en het was aangetekend en wel binnen drie dagen in huis (fig»).

Deze FET's zijn bijna niet stuk te krijgen, behalve bij onvoldoende thermische geleiding en met teveel drive. Volgens ervaringsdeskundigen: "Zie je in de praktijk een felle lichtflits, vergezeld van een matig knalletje gevolgd door een 'baalgevoel'; weer een transistor naar de kl.....ten.

De enige manier om die honderden Watts met de kleine flens te laten wegvloeien, is solderen of met een aandrukblok monteren op een Cu-"heatspreader". Deze koperen plaat komt dus tussen FET en een groot Alu koelblok. De laatste wordt door een ventilator gekoeld.

Jammer genoeg heeft de FET bij het exeperimenteren nogal eens bij meerdere bouwers het loodje gelegd en niet altijd was het #waarom# duidelijk.  Een verklaring zou zijn dat door statische elektriciteit er intern een beschadiging is ontstaan, dat niet direct effect heeft op een goede werking. Echter bij de plek ontstaat langzamerhand een groei van beschadigingen tot er uiteindelijk een definitief defect ontstaat.





Het ziet er naar uit dat de FET alleen nog met deze opdruk geleverd wordt.

Voor zover ik het kan beoordelen, ontbeekt bij (Chinese?) namaak "NXP" of een nummer in de linker bovenhoek .

Op ALIBABA worden met BLF188XR's zonder enige opdruk geadverteerd!

 De bovenste FET ging met ongeveer 600W op 40m kapot met een LPF voor 80 m. Er vond vonkoverslag plaats tussen drain en massa, waardoor kennelijk de maximale drainspanning overschreden werd.


Om toch goedkoper verder te kunnen experimenteren, bestelde PA3GZK in Hong Kong, bij  One-stop chip shops, sinds 11.04.14 eBay lid chipsupermarket,  een BLF578 voor ongeveer $100,-. Toen hij na het openen van het pakje de FET goed bekeek, rezen al twijfels over het produkt. Voor de zekerheid werd de weerstand van de drain en gate gemeten. De meter gaf geen enkele waarde aan en dat zou voor de drain toch iets in de buurt van 10 MOhm moeten zijn. Nadat de FET gemonteerd was, kon geen ruststroom vastgesteld worden, zelfs niet met 2.5 Volt bias spanning. Om de situatie rustig te overdenken werd de voedingsspanning afgeschakeld. Na enige tijd werd de spanning toch maar weer ingeschakeld.


Nep (fake) BLF578. Het lettertype is ook anders dan gebruikelijk bij NXP en de inkepingen bij de drains ontbreken!

Wat volgde was een luide knal met lichtflits en van het keramiek en drain waren delen verbrand. Vermoedelijk bestond de FET alleen uit de behuizing. Het toeval wil dat PA3GZK een paar jaar eerder een IC uit China had ontvangen waar ook niets in zat. Dat was overduidelijk gebleken toen het ding uit elkaar gehaald werd; het was "leeg"!

Bij de advertentie stond deze foto (fig»). Een ander beeld dan de geleverde BLF578 waar bovendien de bekende inkepingen aan de drain lippen ontbreken. Het is mij trouwens opgevallen dat dezelfde foto ook gebruikt wordt door andere adverteerders op eBay en gelijksoortige veilingen. Laat u dus niet misleiden door een foto van een origineel produkt.

Vrijwel direct nadat er een negatieve beoordeling over de transactie op eBay was geplaatst, waren er geen aanbiedingen meer van genoemde shop op eBay te vinden! Het zou mij niets verbazen als er binnenkort onder een nieuwe naam weer een handel opgezet wordt.


Het type ferriet waarvan pijpjes of ringkernen gemaakt zijn, is vooral belangrijk bij het werken met groot vermogen. Een vriend van mij kocht bij een Russische adverteerder een compleet opgebouwde print ("pallet") van een 1 kW HF versterker, zonder BLF188. Helaas bleek het geclaimde zendvermogen bij lange na niet haalbaar, op 10 m zelfs maar 300 W. Het kwam niet door de BLF188XR, want dat was een originele van de Nederlandse fabrikant NXP. Het lag aan het gebruikte ferriet, dat werd namelijk gloeiend heet! Toen alles vervangen werd door ferriet pijpjes van Laird Technologies type 28B1020-100, kwam het volle vermogen eruit en bovendien (fig») werden de "Laird's" veel minder warm. Het kan onder andere besteld worden bij Mouser Electronics Netherlands.

Gezien de prijs/verzendkosten verhouding, per stuk ex. BTW € 0,906 en verzending € 20,- werden er 20 st. besteld als eigen voorraad voor eventueel toekomstige projecten.

Inmiddels is gebleken dat de Laird kernen minder geschikt zijn voor varkensneus model transformators (fig») en het  beter doen als ze gebruikt worden als transmissielijn transformator of als kern voor een smoorspoel.





Zowel met twee als met vier pijpjes lukte het niet om hetzelfde vermogen te verkrijgen als met transmissielijn trafo's. Bovendien werden de Lairds behoorlijk heet. Kennelijk moet voor een "gewone" (fig») trafo een andere ferriet  samenstelling (µ = 125?) gebruikt worden!

Als transmissielijn transformator werden bij mij deze  ferriet pijpjes van Laird behoorlijk warm tijdens het experimenteren. De temperatuur liep op tot 55°C, te heet om aan te pakken, terwijl het koelblok met een zacht "fluisterende" ventilator maar 35°C werd! Het is mij nog niet duidelijk of deze temperatuur wel of geen schade brengt aan de samenstelling van het ferriet. Het valt mij op dan geen enkele handelaar of publicist van en over BLF188XR versterkers het heeft over de temperatuur van det ferriet componenten.

Daarom werd overgestapt op mix #61 en uit testen bleek dat een grote varkensneus van dit ferriet materiaal een transformator opleverde dat breedbandiger was en met langdurige QSO's niet warmer werd dan ongveer 30 à 35ºC. Bovendien werd de schakeling eenvoudiger dan met transmissielijn trafo's.







Een transmissielijn transformator werkt breedbandiger dan een varkensneus model transformator. Daarom wordt in veel ontwerpen het afgebeelde («fig) systeem toegepast.  Voor sommige lezers zal de werking niet meteen duidelijk zijn, maar hoogstwaarschijnlijk groeit het begrip als men alle tekeningen bestudeert. Per drain zorgt  een  1 ÷ 4 impedantietransformator voor het aanpassen van 50 Ohm aan de uitgang. De drain wordt dan belast met 50 ÷ 4 = 12.5 Ohm.  De helft van  beide transformators staan parallel aan elkaar en de impedantie voor beide drains samen wordt dan 12.5 ÷ 2 = 6.25 Ohm. Er ontstaat een 1 ÷ 3 transformator met een impedantie verhouding van 1 ÷ 9.  Met 50 Ohm aan de uitgang is de  impedantie voor de drains dan 50 ÷ 9 = 5.55 Ohm. Merkwaardig, twee verschillende uitkomsten.




Het verschil (0.7 Ohm) is niet zo groot maar ik moet er eens rustig over nadenken welke conclusie de juiste is.

Om 50 Ohm » 12.5 Ohm te transformeren, heeft men een coaxkabel nodig van Z² = 50 × 12.5 » Z = 25 Ohm. Dat heeft niet iedereen zomaar liggen, maar door twee 50 Ohm kabels parallel te schakelen komt men er ook aan.

Voor het transformeren van 50 Ohm » 5.55 Ohm wordt een coaxkabel van Z² = 50 × 5.55 » Z = 16.66 Ohm gebruikt. Dat kan door 3 × 50 Ohm parallel te schakelen: 50 ÷ 3 = 16.67 Ohm.

PA3GZK maakte 1 ÷ 9 impedantie trafo's met 15 Ohm en 25 Ohm kabels en heeft daarbij geen noemenswaardig verschil in het zendvermogen vastgesteld. Naderhand heb ik dat ook gedaan en het resultaat wordt in een van de volgende onderwerpen in een grafiek afgebeeld.

Zo vreemd is dat niet want de lengte van de coax is erg kort ten opzichte de frequentie, ook als men de elektrische verlenging door het magnetische materiaal meerekent. 

Als men RG58 gebruikt of een gelijkwaardige Teflon coaxkabel, dan kunnen er maar 3 windingen gelegd worden op Laird buiskernen (elders in dit artikel). Een («fig) oplossing van dat probleem ziet u in de tekening. Bovendien is een dikkere RG58 type coaxkabel beter geschikt voor Hf stroom dan de dunnere kabels die meestal voor dergelijke systemen gebruikt worden.

Transformatie 1 ÷ 4 of 1 ÷ 9

Door mij werd getest met een 1 ÷ 4 of 1 ÷ 9 transmissielijn transformator voor aanpassing aan een 50 Ohm belasting. Op sommige banden gaf het eerste systeem meer output en op andere banden het tweede systeem. Gemiddeld gezien leverde het 1 ÷ 9 systeem het meeste zendvermogen. Mijn indruk is ecchter dat een 1 ÷ 6 aanpassing een goed compromis zou zijn. 

De belasting voor een klasse AB versterker is RL = V²/2Po. Bij een niet lineaire industriële 13.56 MHz PA rekent men in plaats van factor 2 met factor 1.2. Voor één helft van de FET met 50 Volt voeding en 500 Watt output is dan is RL = V²/1.2Po, RL = 50²/1.2 × 500 = 4.17 Ohm. Omdat het een balansschakeling is wordt de belasting RL = 2 × 4.17 Ohm = 8.34 Ohm voor 1000 Watt zendvermogen. Dat moet getransformeerd worden naar 50 Ohm.

De impedanties verhouden zich als 50 ÷ 8.43 = 1 ÷ 5.99, afgerond is dat een aanpassing van 1 ÷ 6. Het is amusant dat mijn indruk geldt voor een niet lineaire versterker of zou een 1 ÷ 6 overzetting het toch beter doen? 

Om 50 Ohm » 8.43 Ohm te transformeren, heeft men een coaxkabel nodig van Z² = 50 × 8.43 » Z = 20.5 Ohm. W6PQL gebruikt TC-18  (=17 Ohm) coax voor zijn transmissielijn systeem en dat benadert min of meer de berekende 20.5 Ohm. 

Mijn amateuristische overpeinzingen zullen misschien anderen met meer kennis van de materie aan het denken zetten.


De 1 ÷ 9 transmissielijn transformator is met 25 Ohm coaxkabel gemaakt. Omdat ook nog 15 Ohm kabel ter beschikking was, werd de trafo daarmee uitgerust en dan de output gemeten. In de tabel is het verschil tussen beide kabels weergegeven. Met 15 Ohm coax gaat de output op alle banden dichter bij elkaar liggen. 

Als tussen de versterker en een 50 ohm belasting een tuner geplaatst wordt, dan blijkt dat er alleen maximaal zendvermogen is bij een SWR = 1.5. Dat is bij een impedantie van 50 ÷ 1.5 = 33.33 Ohm. 

 Rekent men terug, dan ziet de FET een impedantie van 33.33 ÷ 9 = 3.7 Ohm. De drain impedantie van de FET in balans schakeling is RL = 2U²/Po = 2 × 46²/1000 = 4.2 Ohm. Nemen we ongeveer 4 Ohm als gemiddelde van beide uitkomsten, dan moet 4 Ohm getransformeerd worden naar 50 Ohm. Een geschikte coaxkabel is dan Z² = 50 × 4 = 200, Z = 14 Ohm voor de transmissielijn trafo. Ten minste als mijn redenatie en berekening correct is. Uit de tabel blijkt dan dat een 15 Ohm coaxkabel mogelijk een eerste keus is, maar het verkrijgen ervan kan problematisch zijn. Door het parallel schakelen van 50 Ohm coax is het mogelijk om 14 Ohm te benaderen. Een methode die aantrekkelijk is voor eventuele nabouwers, zodat niet naar incourante coax gezocht hoeft te worden. Drie parallel wordt 50 ÷ 3 = 16.67 Ohm en vier parallel is 50 ÷ 4 = 12.5 Ohm. 

Met de gegevens van de tabel kan men besluiten welk type coaxkabel de voorkeur heeft.


In de meetopstelling is de SWR is tot 24 MHz bijzonder goed, daarna gaat het geleidelijk omhoog.

De lengte van coaxkabels voor een transmissielijn trafo is betrekkelijk kort in vergelijking tot onze HF banden. Daarom werd bedacht dat er net zo goed 50 Ohm kabel gebruikt kan worden. Om de lengte te beperken, moet er zoveel mogelijk zelfinductie in het spel zijn. Het idee werd getest met een 40 cm lange coaxkabel en twee windingen door vier LAIRD pijpjes. De verkregen zelfinductie is 22 - 24 µH. De proefopstelling van de 1 ÷ 9 transmissielijn transformator is in bijgaand schema afgebeeld. Na geruime tijd experimenteren met de waarde van de condenstors was van 1.8 - 24 MHz een vrijwel constante lage SWR te verkrijgen. Daarna ging het geleidelijk omhoog. Het is nog niet gelukt om die gunstige SWR ook tot 30 MHz te laten lopen.


In PA3GZK's laatste versterker gebruikt hij met sucses maar één ferriet pijp per tak van het  1 ÷ 9  trafo systeem. In gedachten houdend hoe eenvoudiger hoe aantrekkelijker, heb ik dat ook gedaan.  Alleen lukte het maar niet om evenveel zendvermogen op alle banden te bereiken. De ouput was beduidend minder ondanks allerlei andere schakelingen. Tijdens een Eureka moment bedacht ik dat het wel eens aan te lange bedrading kon liggen. Immers de impedanties aan de drain zijn klein zodat ook een kort stuk draad of printspoor al een behoorlijke "weerstand" kan betekenen.

De bedrading ging bij voorbeeld eerst naar («fig) een "doorknob" condensator en daarna naar de impedantie transformator. Toen de montage veranderd werd volgens de bijgaande afbeelding, steeg het zendvermogen op vrijwel alle banden met minstens 40 %!

Het is ook verstandig om van de vrij dunne coaxkabels door de ferriet pijpjes, de soldeerpunten aan de uiteinden op een groot koperen vlak of printspoor te solderen om een behoorlijke koeling te verkrijgen. Door de grote HF stromen kan een soldeerpunt zo heet worden dat het los laat en dat is bij mij een aantal keren gebeurd.

Daarom ook is in het laatste ontwerp de voeding van de drains niet via de coaxkabels gedaan, maar met een aparte bifilair gewonden smoorspoel zoals in het schema te zien is.

In schema's worden transmissielijn transformators op een behoorlijke afstand van de FET afgebeeld. Het zal duidelijk zijn dat ook hier gestreefd moet worden naar korte verbindingen. Voor dit type transformator is het belangrijk de aansluiting zo dicht mogelijk bij de FET te monteren. Ideaal is rechtstreeks (fig») aan lippen van de drain.

Om het faseverschil tussen beide helften van de FET te minimaliseren, is het belangrijk om de fysieke constructie zo symmetrisch mogelijk uit te voeren. Dat betekent onder andere ervoor zorgen dat de beide trafo's als twee druppels water op elkaar gelijken. Verminderen van genoemd faseverschil verbeterd het IMD gedrag.


De aanpassing van de drains aan een impedantie van 50 Ohm met transmissielijn transformators is een compromis, omdat de parameters per band anders zijn. Met andere woorden de FET ziet een wisselende impedantie en dat merkt men aan het zendvermogen. Op de ene band kan dat meer zijn dan op een andere band. De 1 ÷ 9 trafo wordt gevolgd door een 1 ÷ 1 common mode filter (mantelstroomfilter, choke balun) met 50 Ohm coaxkabel. Omdat de uitgang van de 1 ÷ 9 trafo niet 50 Ohm is zal de choke balun ook niet als 1 ÷ 1 trafo werken en zijn lengte bepaald dan de impedantie transformatie. De FET wordt belast met een complexere impedantie en dat heeft direct effect op de output.

Als men nu ook nog een LPF (low-pass filter) gebruikt om harmonischen te onderdrukken, dan kan door de "misaanpassing" het vermogen lager of hoger zijn.

Gezien de lage impedantie van de drains is de afstand van de onderlinge componenten ook bepalend voor het zendvermogen. Elke wijziging in de opstelling heeft onmiddellijk invloed op de output.

Een voorbeeld is de foto hiernaast. De condensators waren eerst als hooiberg schakeling zwevend gemonteerd en toen was de output op 80 m 1400 Watt. Nadat het zaakje netjes op een printplaat zat, was het zendvermogen 1250 Watt. De afstand van de doorknob condensator via de groene 0.1µF condensators naar de choke balun was langer geworden.

LET OP: Kortom u bereikt alleen hetzelfde resultaat van de ontwerper of aanbieder als u dezelfde componenten monteert en de bouwwijze exact dupliceert!

Overschrijdt ook niet de maximale stroom van 35 Amp. Een nabouwer dacht dat de FET een stroombegrenzing eigenschap had en stuurde de output op tot 2.5 kW, gemeten met Bird 2500H kop! Hij hoorde een harde knal, zag een lichtflits; het keramische deel was gescheurd, gedeeltelijk zwart geblakerd en een van de drain lippen was verdwenen. Zijn FET was net 2 dagen eerder bezorgd. Een typisch geval van "jammer" gevolgd door een enorm baalgevoel.



Schakelende voeding 25 × 23 × 6 cm, 3 kg.

Voor de versterker werd uitgekeken naar een betaalbare kleine schakelende voeding. Dat (PMP1348SIC) werd op eBay gevonden bij een aanbieder in Vlaardingen. Voor de zekerheid zijn er twee gekocht, ook omdat zijn voorraad destijds beperkt was. Afmeting 25×23×6 cm, gewicht 3 kg. Ze waren bedoeld voor verticale montage in een rack, hebben een soft start, geen ventilator en zijn beschermd tegen kortsluiting en te hoge netspanning.

Aan de achterkant is een 48 pens (mail) connector waarbij de onderlinge afstand (fig») van de pinnen 5 mm is. Een geschikte connector (een onding) vond ik niet in mijn rommelbak en daarom werden van 1 mm dik koperplaat twee rechthoekjes geknipt en voorzien van 6 × 2 mm gaatjes. Deze eilandjes zijn met veel soldeertin aan de pennen gesoldeerd samen met de nodige voedingskabel.

Er is jammer genoeg geen aan/uit schakelaar, contactstop aansluiten is voldoende. Uit elkaar halen is een heel gedoe, zodat een eventuele schakelaar beter extern aangebracht moet worden.

De maximale begrensde stroom is 27 Amp en dat (b)lijkt voldoende voor ongeveer 800 W zendvermogen, want het maximum van >1kW is niet het streven van dit eigenbouwsel. Bovendien trekt de PA met 1 kW op 10 m ongeveer 35 Amp en dat betekent dus twee voedingen. Als een belasting meer stroom vraagt, blijft het 27 Amp maar de spanning gaat omlaag. De vaste instelling was 46.5 Volt. Met een uitwendige meer slagen potmeter is de spanning regelbaar van 44 - 56 Volt. Bij mij (fig») werd de spanning 50.4 Volt met twee weerstanden van 6.8 kOhm en 2.7 kOhm. De voedingen kunnen parallel of in serie geschakeld worden. Voor de zekerheid doe ik dat altijd met tussenschakeling van een Schottky diode. Men kan daarvoor bij voorbeeld twee-diodes-in-één-omhulling gebruiken dat in veel moderne geschakelde voedingen zit.

Bij een later experiment heb ik de ongewijzigde voedingen zonder serie diodes parallel geschakeld nadat ze 10 minuten onbelast aan stonden. Dat is wel nodig want de verschilspanning gaat bij het opwarmen omlaag en dan weer omhoog. Eerst het verschil gemeten door alleen de (-)polen met elkaar te verbinden en dan de spanning tussen de (+)polen gemeten. Omdat het maar 14 mV was, werden ze zondermeer parallel geschakeld. Als u een hogere spanning gaat instellen, kunt u dezelfde werkwijze toepassen. Dus tenminste 10 minuten aan staan, spanning opdraaien, verschil meten en dan een van de potmeters bijstellen zodat het verschil minimaal is.


Mijn ervaring met deze voedings is zeer positief. Ondanks diverse kortsluitingen tijdens het experimenteren blijft het heel en als de afgenomen stroom te groot dreigt te worden, gaat de spanning omlaag. Van storing in het HF gebied heb ik nog niets gemerkt.


5.5 kg "Koelblokje" naast een TB3/750. De laatste is evengroot als een 3-500Z.

Op een vlooienmarkt kwam ik dit 45 × 11.5 × 11.5 cm "koelblokje" tegen. Het liep tegen sluitingstijd en de aanbieder wilde van zijn zware spullen af. Onder het mom "je weet nooit of het van pas komt" kwam het voor een sterk gereduceerede prijs in mijn bezit. Het plan was om deze versterker zo klein mogelijk te maken, maar gezien de afmetingen van dit blok gaat dat niet lukken. Wel is een voordeel dat de versterker gekoeld kan worden met een op een lager toerental draaiende ventilator. Verder is het formaat bijzonder geschikt voor de 10 cm brede koperen plaat welke dient als optimale warmte geleider van de erop gemonteerde BLF188XR. 

Een 1 kW versterker wordt met 2× voeding, koelblok en koperen plaat, totaal ongeveer  6 + 5.5 + 5.5 kg = 17 kg een "gewichtig" apparaat en dan is een zware kast om dat allemaal op te bergen nog niet eens meegerekend!

Koelblok met aanjager van een Sailor scheepszender. De koelplaat lijkt Alu, maar is een legering van koper en zink. 

Het schip lag met de zender gedeeltelijk onder water en het schoon maken en oxydatie verwijderen van het blok was nog een hele klus.

Ingekort om beter in een kast te passen, maar bij elkaar toch nog een gewicht van 6 kg.

Bij het experimenteren werden beide koelblokken door een zacht draaiende bijna onhoorbare ventilator gekoeld. Ondanks langdurige testen, bleef de temperatuur onder de 35°C. Als men zendt volgens de 5 minuten spreken en 5 minuten pauze (gemiddelde) methode zal de opwarm temperatuur zich overeenkomstig gedragen.

De FET is met een drukblok geschroefd op een (fig») 300 × 100 × 10 mm koperen onderlegplaat gemonteerd op de afgebeelde koelblokken. De koperen plaat is noodzakelijk om voldoende en snel warmte af te voeren. Het is mij opgevallen dat de warmte zich in eerste instantie verspreidt over een beperkt gedeelte van de onderlegplaat. Daarom denk ik dat volstaan kan worden met een 100 × 100 × 10 mm koperen plaat onder voorbehoud dat het gemonteerd wordt op een voldoende groot koelblok! Koper is momenteel kostbaar en zo kan men goedkoper uit komen.


Omdat later het koelsysteem van de scheepszender als gift in mijn bezit kwam, werd naar een kleinere koperen koelplaat rondgekeken. Een andere goedkopere aanbieder ALLGÄU METALLE ( stond op en de plaat van 200 × 100 × 10 mm (CW004A Cu) inclusief verzending was € 39,80. Bijna 50 % minder dan mijn eerste leverancier uit Duisland!

Op verzoek zaagt («fig) ALLGÄU elke gewenste maat. Het gemakkelijkste is om zijn recente aanbod op te raadplegen.

Het is jammer dat zulke reststukken nergens in Nederland goedkoper te vinden zijn!





De transistor kan een hoge temperatuur aan getuige het feit dat men het soldeert op een grote dikke koperen plaat. Om oververhitting te voorkomen lijkt mij dat een geschikte clickson («fig) bovenop de transistor het eenvoudigste systeem is. Die temperatuurschakelaars komen veel in het huishouden voor en moeten in koffiezetapparaten vele malen per dag en jaar in jaar uit de spanning afschakelen. Betrouwbaar genoeg voor onze doeleinden en geen gedoe met HF  "inspraak" op de versterker.



De ruststroom loopt op als de FET warm wordt en dat probeert men zoveel mogelijk te compenseren met een of andere vorm van temperatuur stabilisatie. Freescale doet het met de afgebeelde schakeling (fig»). Als de stroom van 4 mA door de transistor constant gehouden wordt, dan gaat de basis-emitter spanning omhoog naarmate de temperatuur stijgt. Deze eigenschap maakt de transistor geschikt als temperatuur censor. De fabrikant heeft uitgekiend dat de –2.1mV/°C temperatuur coëfficient van een BC847 vrijwel hetzelfde is als dat van MOSFET MRFE6VP61K25H. Deze transistor is goed vergelijkbaar met een BFL188XR want in schakelingen kunnen zij onderling uitgewisseld worden. Dergelijke transistoren hebben over het algemeen een temperatuur coëfficient van –2mV/°C tot –4mV/°C.

Met een vergelijkbaar principe heb ik in het verleden ook al eens ervaring opgedaan. De  schakeling («fig) kan volgens mij dan ook eenvoudiger inclusief een afregeling om drift van de FET beter te compenseren. Draai R2 op nul en stel zonder sturing met R1 de ruststroom in op de gewenste waarde. Na enige tijd stijgt de ruststroom. Haal de spanning eraf en wacht tot de FET afgekoeld is. Draai R2 iets op, zet de voeding aan en regel R1 weer af op de juiste ruststroom. De drift zou afgenomen moeten zijn, tenminste als de potmeter niet te ver opgedraaid werd. Kortom het is even wat werk, maar door de procedure een paar keer te herhalen moet de drift stabieler te krijgen zijn. In plaats van een BC847 is bij voorbeeld een BC547 ook geschikt. Op Internet stond in een artikel de reden van die temperatuur afhankelijkheid. Het had te maken met het interne proces van de transistor. De remedie was de versterker een paar uur laten werken met alleen de ruststroom aan, maar zonder sturing. Een vriend van mij heeft dat getest met zijn BLF188XR versterker en de afhankelijkheid van de temperatuur is inderdaad behoorlijk verminderd door het "inbranden" van de transistor. Overigens die test heb ik niet gedaan, want tijdens het experimenteren heeft de versterker regelmatig langdurig aan gestaan met  1.5 Ampere ruststroom.



Deze («fig) stabilisatieschakeling is een afgeleide van een ontwerp van PAØMJK, indertijd door hem bedacht tijdens zijn dienstverband bij Philips. Een BD135 heeft temperatuur coëfficient van –2mV/°C en een SD335 zal dat ook wel hebben. Voor de sensor transistor T2 wordt door mij meestal een transistor in SOT32 behuizing (fig») gemonteerd. Het is plat, heeft een groter oppervlak, is zonder extra isolatie gemakkelijker met de kunststof kant op het object te plaatsen. Door het groter oppervlak maakt  het een beter thermisch contact.

De vorige schakeling kan veel stroom leveren en dat is niet nodig voor de bias van een BLF188XR.


Weken lang ben ik met tussenpozen bezig geweest om een eenvoudiger systeem te bedenken en testen. Vooral het laatse is tijdrovend geweest. Het oorspronkelijke idee om een silicium diode als sensor voor temperatuur stabilisatie te gebruiken, is toch maar weer uit de kast gehaald. Het bleek het beste te werken in de versterkers. Dit systeem («fig) is het geworden: eenvoudig met ook nog de beste stabiliteit. Een BY255 silicium diode dient als sensor en is in mijn versterker op het drukblok (fig») van de FET gemonteerd. Het Alu blok stijgt sneller in temperatuur dan de grote dikke koperen onderkoelplaat en volgt dus samen met de diode goed de werkelijke temperatuur van de BLF188. De BY255 wordt klemmend en met een vleugje koelpasta («fig) in een kabeloog gemonteerd. Die BY255 had ik in voorraad, maar hoostwaarschijnlijk zal een gelijkwaardig silicium type het niet onder doen in de schakeling. Overigens een 1N4148 kan denk ik ook, want zijn temperatuur gedrag lijkt veel op dat van de FET, maar ik heb het niet getest in deze opzet.

Omdat ik niet zo'n fan ben van een (meer slagen) potmeter op een kritische plaats, wordt dat meestal vervangen door een stel robuuste weerstanden. Met twee weerstanden van 680 Ohm en 220 Ohm uit de junkbox werd de ruststroom 1.25 Ampere. Goed genoeg voor het experimenteren of zelfs om permanent te blijven. Om de stroom te verhogen kan dat later nog altijd gedaan worden met een weerstand van 10 à 22 Ohm is serie met 220 Ohm.

Met de 5 Volt stabilisator heeft men nog een ingebouwde extra veiligheid, want als er iets mis zou gaan, komt er maximaal 5 Volt op de gates en dat is nog binnen de specificaties van de FETs.


Om harmonischen te onderdrukken moet achter de versterker een laagdoorlaat filter (LPF) geschakeld worden. Als men voor een type kiest afkomstig van een commerciële (scheeps)zender, dan is dat vaak niet optimaal voor de onze frequenties.

LET OP: De parameters van de versterker zijn bij elke band (frequentie) anders. Daarom is het mogelijk dat een LPF de eigenschappen verbetert of juist verslechtert! Het zendvermogen kan bij voorbeeld met LPF toenemen, maar er kan ook minder uit komen! Beter is om een ontwerp uit te zoeken dat meer toegespitst is voor de relatief smalle amateurbanden.


LPF1500, een voorbeeld van de op eBay aangeboden LPF's (niet geschikt voor meer dan 600 W!).

Deze LPF1500 wordt aangeboden als zijnde geschikt voor 1.5 kW PEP, maar dat is sterk overdreven als men het formaat van de condensators ziet. Dat bleek ook bij het testen, want met een draaggolf van 600 W sneuvelden 82 pF in het 10-12 m filter en 220 pF in het 15-17 m filter. Op de foto (fig») is vaag de zwarte plek te zien op de doorgeslagen 220 pF condensator. Dat exemplaar  heb ik vervangen door een type uit een gesloopte YEASU 100 W automatische antenne tuner. Vergeleken met dat formaat is het type van de LPF1500 een liliputter!

Zelf maken stuit vaak op het probleem om in kleine aantallen de juiste componenten aan te schaffen. Het gaat vooral om condensators die in staat zijn om hoge HF stromen te verwerken. De spoelen met of zonder ringkernen kan men nog zelf vervaardigen.

Toch maar kopen kan, als men alle kosten bij elkaar optelt, vaak net zo "voordelig" zijn. Op Internet worden diverse van zulke kant en klaar printen aangebodebn en hierboven is er een voorbeeld van. De capaciteiten die afwijken van standaard waarden zijn samengesteld uit een parallel schakeling van standaard condensators die als optelsom zo dicht mogelijk de afgebeelde getallen benaderen.



Een vorig ontwerp . 

Dit ontwerp met T3 is beëindigd omdat er teveel harmonischen ontstaan met één ringkern als 1 ÷ 9 trafo.


Een vervolg ontwikkeling. 

Dit is het beste resultaat tot nu toe dat PA3GZK bereikt heeft.  De diodes met smoorspoel bij de gate zorgen ervoor dat de bias niet groter kan worden dan ongeveer 2 Volt. Tijdens zenden wordt de biasspanning met een relais doorverbonden. De schakeling is zodanig gedimensioneerd dat het veilig aangestuurd kan worden met 100 Watt. Het mindere vermogen op de 15 en 17 m band komt waarschijnlijk door het gebruik van één low-pass filter voor 10, 12 15 en 17 m. Kennelijk is dat optimaal voor de 10 m band.


IMD gedrag met tweetonen sturing bij 600 W.

IMD gedrag bij ongeveer 600 W SSB, behoorlijk goed voor een amateur project.


De bedoeling is om uiteindelijk een eenvoudige goed en veilig werkende HF versterker in elkaar te zetten, met zo mogelijk weinig maar courante componenten. Verder wordt samengewerkt met PA3GZK die met hetzelfde project bezig is. Ideeën worden onderling uitgewisseld of uitvoerig besproken. Het kan best zijn dat schema's van het eindproduct er anders uit komen te zien. Mijn ervaring is dat met eenvoudig en weinig onderdelen men vaak het beste resultaat bereikt.  Bij de ontwerpen wordt ervan uitgegaan dat men een overschot aan stuurvermogen heeft. Bij voldoende verzwakking maakt het dan niet wat de input impedantie van de FET is. De "misaanpassing" van de gate's is door de verzwakkers zodanig verminderd, dat aan de ingang van de versterker de SWR laag blijft zodat de stuurzender steeds correct belast wordt.

PA3GZK heeft voor ons beiden een Alu aandrukblok («fig) gemaakt om de FET te bevestigen en tevens extra te koelen. Door het veel wisselen van de impedantie trafo's werd getwijfeld of een FET nog 100% was. Na het desolderen van de BLF188XR bleek het niet daaraan te liggen. Daarom werd overgegaan tot bevestigen van de FET door middel van het aandrukblok. Dat wordt verder door mij als centraal aardpunt en opstandje gebruikt om er componenten aan te bevestigen. De twee 470 pF ontkoppel condensators zijn met draad (fig») aan de drains verbonden zodat er niet steeds aan hun lippen gesoldeerd hoeft te worden. De twee 50 Ohm weerstanden zijn inductievrije types voor printmontage. Er blijkt een toevallige bijkomstigheid te zijn, want door het opwarmen van de FET werken zij als stabilisator van mijn ruststroom systeem. Of ik het daarbij gelaten wordt, moet nog bevestigd worden bij het eindresultaat van het project.

Bij veel HF transceivers kan men het vermogen terugregelen, echter bij het indrukken van de PTT kan er kortstondig het maximum vermogen uitgezonden worden. Daarna wordt het beoogde vermogen ingesteld. Zo'n vertraging is funest voor deze halfgeleider. Het is inderdaad verkwisting van vermogen, maar ik geef er de voorkeur aan om de 100 W van een set te absorberen in een verzwakker om de FET als één van de maatregelen goed te beschermen. Als de versterker onbedoelt gaat oscilleren (dat is al een paar keer gebeurd!) dan is de terugwerking op de zender door de verzwakker gering en ondervindt geen schade.

In plaats van een omschakelbare laag-doorlaat-filter (LPF) aan de uitgang, wordt vooralsnog een regelbaar pi-filter gebruikt om een betere aanpassing per band te verkrijgen. Bovendien heb ik de spullen daarvoor al jarenlang  geleden verzameld («fig).



Inmiddels kreeg ik van een vriend dit (fig») professionele low-pass filter uit een SKANTI zender. Alle filters zijn 7de order elleptische (Caurer) configuraties. Spoelen in serie zorgen voor voldoende zelfinductie om harmonischen te onderdrukken. De stopband onderdrukking is beter dan 47 dB! Dit type is voor ons bijna niet goed zelf te maken omdat de componenten vrijwel nooit een standaard waarde hebben.

Het zal een toer zijn om een kast  te vinden waar zowel de versterker als de grote print van de LPF in past.

Volgens de documentatie is de input SWR < 1.1 bij een 50 Ohm belasting. Helaas was op de amateurbanden de SWR beduidend slechter, zodat het zendvermogen veel minder was dan zonder LPF!


Een paar voorbeelden van hoe er geëxperimenteerd wordt met onder andere verschillende trafo systemen aan de uitgang.

Eerder werd al gemeld dat de er verder gegaan wordt met transmissielijn transformators.  Het blijkt een probleem te zijn om het zodanig te maken dat er een redelijk gelijk vermogen verkregen wordt op alle 9 amateurbanden. Zelfs niet als het schema van W6PQL nagebouwd wordt. PA3GZK («fig») doet het met een print ontwerp waarbij de "sporen" bestaan uit uitgezaagde vlakken die gelijmd worden op een grotere epoxy printplaat. Een methode die ik ook geregeld toepas, maar bij deze PA wordt directe montage gebruikt zoals dat in de vorige eeuw ook werd gedaan. Voor HF lijkt het mij sterk dat het ene beter is dan het andere.  Wat we ook deden, en wij zijn weken bezig geweest met allerlei ferriet en trafo's, het door de Amerikaan geclaimde resultaat is door ons nog steeds niet bereikt.  

In een artikel op Internet wordt aangevoerd dat een varkensneus type transmissielijn trafo breedbandiger is dan hetzelfde systeem vervaardigd met één ferriet pijp. Mijn ervaring is dat het inderdaad waar is en dat wordt hier gedaan met twee pijpjes naast elkaar als quasi varkensneus. Mijn beste resultaat tot nu toe is aanpassen met een 1 ÷ 4 transmissielijn trafo gevolgd door een afstembaar pi-filter. Zonder dat is er nog steeds een behoorlijk verschil in het zendvermogen in de laagste en hoogste amateurbanden.

Een tussentijdse schakeling werkte aanvankelijk het beste.

De ingetekende 220 pf en 56 pF condenstors zijn een compromis om het zendvermogen op alle banden zoveel mogelijk gelijk te houden. Later kan het weer anders zijn, wanneer de betrekkelijk lange coaxkabels einden (om te experimenteren) van de trafo's ingekort worden. Aanvankelijk werd 15 Ohm coax voor het 1 ÷ 4 systeem aan de uitgang gebruikt, maar een test met 25 Ohm coax verbeterde het gemiddelde zendvermogen. 

Ingang systeem. Na een test met respectievelijk een 4 ÷ 1, 9 ÷ 1 en 16 ÷ 1 impedantie transformatie, werd aan de ingang een 4 ÷ 1 systeem gemonteerd, omdat het net iets beter werkte dan de andere twee.

Uitgang systeem



Aanvankelijk werd een mantelstroom trafo («fig) met 50 Ohm coaxkabel (choke balun, common mode trafo) geïntegreerd in het aanpassysteem volgens Motorola's Engineerings Bulletin EB104. Helaas werden de Laird ferriet pijpjes te heet. Daarom is de choke balun nu uitgevoerd met 5 à 6 windingen 50 Ohm coaxkabel om een FT240-43 ferriet ringkern. Nu kan men een meer courante kabel zoals RG58 voor dat doel gebruiken.

Als experiment werd in plaats van een pi-fllter aan de uitgang, voor 80 t/m 10 meter een eenvoudiger systeem (fig») gebruikt. Het is gebaseerd op mijn FRI-match antennetuner. Met één knop zorgt het ervoor dat het zendvermogen op alle banden toeneemt.  Het oorspronkelijke ontwerp was niet bedacht voor de 160 m band. Ik heb het (nog) niet geprobeerd,  maar voor die band zou men met een schakelaar een condensator parallel aan de spoel kunnen schakelen.






Het resultaat van deze schakeling lijkt minder dan van PA3GZK's versterker, maar dat komt doordat ik voorlopig test met één 46 Volt voeding. De stroombegrenzing gaat in werking bij 27 Amp en er blijkt dat mijn versterker eigenlijk meer stroom wil trekken. Er zal hoogstwaarschijnlijk meer ouput zijn als de voeding uitgebreid wordt tot 50 V/50 Amp. Overigens was  het zendvermogen bereikt zonder het gebruik van een afstembaar pi-filter en dat was bij vorige schakelingen nodig om het vermogen op te peppen.

Is men tevreden met 600 à 700 Watt zendvermogen, dan is een voeding van 46 V/25 Amp goed geschikt.

Tegenkoppeling. Bij PA3GZK is gebleken dat tegenkoppeling het IMD gedrag van de versterker verbetert. In ontwerpen met BLF188XR wordt tegenkoppeling gedaan van drain naar gate met een weerstand en condensator in serie. Ik vind dat met zo'n spanningsgevoelige gate niet een echt veilig idee als bij voorbeeld de condensator gaat lekken. Daarom wordt hier de tegenkoppeling inductief op een gebied met lagere spanning gedaan. Vooralsnog voldeed een 18 Ohm weerstand in het circuit aan de verwachting, later echter verhoogd naar 50 Ohm. De tegenkoppeling is weer weggelaten omdat met de genoemde weerstanden het vermogen op 160 m teveel verminderde. Er moet nog uitgezocht worden welke weerstand beter geschikt is.

Ook stabilisering van de ruststroom is belangrijk voor vermindering van de IMD. Daarom wordt door ons veel geëxperimenteerd met bias systemen.



Het ontwerp weer met Laird's buiskernen omdat een 1 ÷ 9 trafo met een ringkern teveel harmonischen produceerde.

Het streven is om niet meer dan 800 Watt te verkrijgen voor onder andere een schoon signaal met weing IMD. Bovendien werkt de FET dan op zijn slofjes. Pas als er verder getest wordt met per band een LPF, kan er nagedacht worden op welke wijze het vermogen wat gedrukt kan worden. Wel men meer dan 1 kW, dan lijkt het verstandig om een PA met twee FETs te maken.

Voor een stabiele versterker het is belangrijk dat de opbouw zo symmetrisch mogelijk gedaan wordt. Dat voorkomt wild oscilleren en verbetert het IMD gedrag. De secundaire kant van T1 is ook niet ontkoppeld, maar zwevend gehouden door een 1k5 weerstand als smoorspoel te gebruiken. De midden tap kan mechanische wel symmetrisch lijken, maar hoeft dat nog niet te zijn. Met een echte smoorspoel is, in combinatie met de gate capaiteit, het mogelijk dat er ongewenste resonanties ontstaan.

Omdat ik niet zo'n voorstander ben van potmeters in een kritisch circuit, wordt de biasspanning vast ingesteld nadat het eerst met een potmeter uitgezocht wordt. Door speiding van de gemonteerde weerstanden was het nodig om nog 12 Ohm in te passen voor de gewenste biasspanning van 1.85 Volt voor een ruststroom van 1300 - 1500 m

T240-43 ringkern

In tegenstelling tot FT240-43 ringkernen zijn Laird ferriet pijpjes geen gemeengoed bij ons zendamateurs. Daarom heb ik geëxperimenteerd met de ringkern als vervanger van transmissielijn transformators. Aan één ringkern heeft men voldoende als 25 Ohm coaxkabels aangebracht worden zoals dat in het schema of foto afgebeeld is. In feite dus tegengesteld gewikkeld. Qua output deed het systeem het beter op de lagere banden dan de trafo met twee Laird trafo's ferriet pijpjes. Ook werd de ringkern niet zo warm als de Laird's


Met de waarde van de ingetekende 56 pF condensator kan men nog experimenteren om voor de hogere banden een beter compromis te verkrijgen of het te doen met de later in dit artikel voorgestelde extra kring aan de ingang.

Het zendvermogen met een 50 V/27 Amp voeding en 50 Watt uit de zender is volgens de tabel niet slecht. Het streven is om niet meer dan 800 Watt te verkrijgen voor onder andere een schoon signaal met weing IMD. Bovendien werkt de FET dan op zijn slofjes. Pas als er verder getest wordt met per band een LPF, kan er nagedacht worden op welke wijze het vermogen wat gedrukt kan worden. Wel men meer dan 1 kW, dan lijkt het verstandig om een PA met twee FETs te maken.

Voor een stabiele versterker het is belangrijk dat de opbouw zo symmetrisch mogelijk gedaan wordt. Dat voorkomt wild oscilleren en verbetert het IMD gedrag. De secundaire kant van T1 is ook niet ontkoppeld, maar zwevend gehouden door een 1k5 weerstand als smoorspoel te gebruiken. De midden tap kan mechanische wel symmetrisch lijken, maar hoeft dat nog niet te zijn. Met een echte smoorspoel is, in combinatie met de gate capaiteit, het mogelijk dat er ongewenste resonanties ontstaan.

Omdat ik niet zo'n voorstander ben van potmeters in een kritisch circuit, wordt de biasspanning vast ingesteld nadat het eerst met een potmeter uitgezocht wordt. Door speiding van de gemonteerde weerstanden was het nodig om nog 12 Ohm in te passen voor de gewenste biasspanning van 1.85 Volt voor een ruststroom van 1300 - 1500 mA.

Een vriend bracht een 53 V/50 Amp voeding mee en een Bird 2500H, want ik vertrouwde mijn meetkop niet. Er kon nu gemeten worden wat het feitelijke zendvermogen zou zijn. De versterker werd rechtstreeks (dus zonder LPF) op een Bird 50 Ohm dummyload aangesloten en zijn Bird 2500H meetkop geplaatst voor het zendvermogen. Wij konden onze ogen niet geloven toen er op 80 m 1950 W gemeten werden mijn en 2500H wees hetzelfde aan!

T3 kan aan of zo dicht mogelijk bij de drains gemonteerd worden. In het schema staat een 56 pF condensator en het afgebeelde type is  ongeveer 56 pF.

Hier ziet u twee geteste methodes om de coax op de ringkern aan te brengen. De lengte bij T3(1) is korter geworden dan mijn eerste poging met T3(2). Het vermogen in het in het lagere en hogere HF segment neemt af, terwijl het in het midden toeneemt, zoals dat uit de tabel blijkt. Met een 50 Amp voeding werd het stuurvermogen verminderd om de output te beperken tot 1500 W.

De ringkern heeft nog een belangrijk voordeel: de transmissielijn transformator kan behoorlijk symmetrisch samengesteld worden. Dat bevordert het verminderen van het faseverschil tussen de twee interne FETs en dat is weer goed voor een beter IMD gedrag!

Twee aparte ferriet buiskernen zijn vrijwel nooit precies aan elkaar gelijk. Om dat binnen nauwe toleranteis voor elkaar te krijgen is een groot probleem bij de produktie. Een ferriet ringkern is ook niet homogeen op alle plaatsen van zijn lichaam, maar door de windingen aan beide kanten gelijkelijk over de ringkern te verdelen, zal het onderlinge verschil tot een minimum beperkt blijven. De buiskernen van een Russische "pallet" versterker bleken ondeling 25% te verschillen als de zelfinductie met 10 windingen gemeten werd!

Door de vrij grote ringkern kan men afzien van speciale 25 Ohm coaxkabel en dezelfde impedantie verkrijgen door 2 × 50 Ohm coax parallel te schakelen. De ringkern is daar groot genoeg voor.



De versterker kan op meedere delen van de schakeling beveiligd worden. Er is gebleken dat het kortsluiten aan de uitgang van de verzwakker geen probleem is en dat geldt ook voor de biasspanning. Daarom ontstond het idee om beide tegelijk aan massa te leggen als er ergens iets mis gaat. Bij voorbeeld met een hoge SWR. Transistor T1 is normaal gesperd omdat T2 open is, maar gaat in geleiding als de basis van T2 aan massa gelegd wordt of een positief signaal ontvangt van bij voorbeeld de SWR schakeling.  Het zal duidelijk zijn dat dit idee nog behoorlijk getest moet worden of het naar verwachting werkt. Links wordt alleen de bias aan massa gelegd en rechts worden zowel het stuursignaal als de bias geaard.



Bij buitenboordse metingen aan de varkensneus (T1) blijkt dat aan de ingang op 10 en 12 m SWR > 2.5 is. Dat verklaart misschien het verminderde vermogen op die banden. Met een extra filter is het mogelijk om een compromis voor 10 t/m 20 m te verkrijgen van SWR < 1.7 en op de lagere banden is dat SWR < 1.4.

Een test met een snel gemaakt filter wees uit dat er op de hogere banden toch meer output te behalen was.  De 250 nH spoelen kunnen gemaakt worden met gele T50-6 ringkernen. De trimmers waren 60 pF types. Misschien is met een elektrisch beter ingebouwd filter nog meer winst te behalen.


Van de afgebeelde transformators om de impedantie van de drain over te zetten naar 50 Ohm is er één afwijkend van wat gebruikelijk is. Meestal worden gescheiden windingen gebruikt waarbij 1 (primaire) winding gevormd wordt door twee koperen pijpjes in het gat van de ferriet kernen. Ik heb dat anders gedaan door de pijpjes als winding van een auto transformator uit te voeren. Het principe («fig) is in de tekening verduidelijkt. Omdat de voeding van de FETs via de trafo gaat, moet de uitgang voor gelijkspanning gescheiden worden door twee condensators.  In plaats van koperen pijpjes zijn ook twee stukken coaxkabel geschikt. De afschermingen worden aan elkaar gesoldeerd en de tekening laat verder zien hoe het een en nader met elkaar verbonden wordt. Of het systeem doet wat ik ervan verwacht, moet nog bij verdere experimenten blijken.

Met de Laird kernen gaat het in elk geval niet omdat ze na korte tijd heet worden.


Een BLF188XR is voornamelijk bedoeld voor VHF/UHF versterkers waarbij een zo laag mogelijke in en uitgang capaciteit wenselijk is. Dat bereikt men met een balansschakeling. Daarom ziet men in vrijwel alle  gepubliceerde ontwerpen dat beide interne FET's in balans (push-pull) werken.  Voor HF zou men ze parallel kunnen schakelen zoals dat veelal met buizen gedaan wordt. Een BLF188 versterker wordt daarmee eenvoudiger. Ik weet niet of ik er toe kom om dat uit te proberen, maar een voorlopig idee hoe dat zou kunnen is in het schema afgebeeld. De impedantie aan de uitgang van de FET's wordt veel lager getuige een paar rekenvoorbeelden. In de formule is voor het gemak geen rekening gehouden met de verzadigingsspanning van de drains. 

Het ontwerp van W6PQL lijkt het meest geschikt om als leidraad te dienen, maar met 4 windingen coaxkabel door de buiskernen lukte het mij aanvankelijk maar niet om meer dan 500 W op 20 m en hoger te halen. Het kon zijn dat het lag aan de grote impedantie op die banden met 4 windingen coaxkabels. Om de SWR te meten werden simulatie testen gedaan met minder windingen en 15 Ohm of 25 Ohm coaxkabels. Met één winding was de SWR bemoedigend en gezien de korte lengte van de coaxkabel werd verondersteld dat er evengoed een 50 Ohm kabel gebruikt kon worden. Het resultaat van die test ziet u in de twee afbeeldingen. De SWR werd vastgesteld met MINI60, VK5JST en Rigol antenne analysators. Of het na een verfijning van de schakeling werkt om meer vermogen op de hogere banden te verkrijgen moet nog getest worden. Jammer genoeg is meetapparatuur voor "hams" (Rigol hoort daar ook bij) niet zo nauwkeurig als hun professionele equivalenten!



Uit de grafieken blijkt dat de SWR nog iets verbetert als men in plaats van coaxkabel één winding van getwist 1 mm "trafo" draad gebruikt. De dikte lijkt aan de magere kant, maar dat valt mee want bij de coaxkabel is de diameter van de binnenader ook maar 1 mm. In de praktijk met de BLF188XR in bedrijf blijkt dat één winding toch te weinig is voor de lagere amateurbanden!



Het transformator systeem aan de uitgang van de FET's blijft de geest bezig houden. Om vervorming en IMD gedrag te beperken, is een zo goed mogelijke symmetrie gewenst. Dat betekent gelijkheid van de ferriet ringkernen of buisjes en een gelijke lengte van de coaxkabels voor een transmissielijn transformator.

Om een balans beter af te dwingen, wordt voor de voeding van de FET's een bifilair gewonden balun (#U fig») gemonteerd. Deze extra zelfinductie heeft in een breedband versterker op diverse amateurbanden zo zijn nadelen is gebleken. Bij het balanssysteem geleidt één van de FET's en de andere spert. De rondgaande HF stroom gaat dan van de #open# FET naar massa via de #dichte# FET. Bij de laatste kan dat alleen via de capaciteit van de drain. Deze #condensator, Coss# heeft niet voor alle banden een geschikte waarde!

Het een en ander heeft ertoe geleid dat het idee voor de linkse schakeling ontstond. Elke FET is belast met een 1 ÷ 4 transmissielijn transformator. De HF stroom loopt via deze trafo naar massa, maar de gelijkstroom voeding gaat via de andere trafo. Het nadeel is dat er extra scheidings-condensators gemonteerd moeten worden om de desbetreffende circuits te scheiden.



Meestal wordt een FET PA beschermd tegen een te hoge SWR door de bias-spanning te onderbreken. Maar als er nog voldoende uit stuurzender komt, werkt de versterker nog in klasse C en kan er toch nog meer dan 100 W uit komen. Beter is om het stuurvermogen af te schakelen (en de bias te onderbreken). Dat kan bij voorbeeld met (PIN)-diodes als schakelaar (fig»). Als er in de doorlaatrichting een gelijkstroom gevoerd wordt, geleiden de diodes. Zonder de stroom sperren ze. In het eerste geval wordt het stuursignaal doorgelaten en bij het laatste wordt het signaal geblokkeerd. Het schakelen van de gelijkspanning is vast wel te doen met een of ander IC, maar mijn voorkeur zijn transistors, omdat zij gemakkelijker en eenvoudig voor HF ongevoelig gemaakt kunnen worden. Belangrijk bij een versterker van groot vermogen. In plaats van echte PIN diodes zijn er 3 × 1N4148 parallel geschakeld om enig vermogen aan te kunnen met gangbare diodes.

Als er niets aan de hand is geleidt T2 en loopt er stroom door de diodes via een paar weerstanden en smoorspoelen naar massa. Met een te hoge SWR gaat T1 in geleiding. Daardoor sluit T2 zodat de positieve spanning onderbroken wordt en het stuursignaal geblokkeerd is.

Verdere ontwikkelingen van dit project worden in dit artikel verwerkt.